6.3.2. Принципиальная схема

Принципиальная схема разработанного автором индукционного металлоискателя изображена на рис.26 - входная часть, рис.27 - синхронные детекторы и фильтры, рис.28 - дискриминатор и формирователь звукового сигнала, рис.29 - схема внешних соединений.

Кварцевый генератор (рис.26)

Собран на инверторах D1.1-D1.3. Частота генератора стабилизирована кварцевым или пьезокерамическим резонатором Q с резонансной частотой 2^15(Гц) » 32(кГц) ("часовой кварц"). Цепочка R1C2 препятствует возбуждению генератора на высших гармониках. Через резистор R2 замыкается цепь ООС, через резонатор Q - цепь ПОС. Генератор отличается простотой, малым потребляемым током, надежно работает при напряжении питания 3-15(В), не содержит подстроечных элементов и чересчур высокоомных резисторов. Выходная частота генератора - около 32(кГц).

Рис.26. Принципиальная электрическая схема индукционного металлоискателя. Входная часть.

Кольцевой счетчик (рис.26)

Кольцевой счетчик выполняет две функции. Во- первых, он делит частоту генератора на 4, до частоты 8(кГц) (рекомендации по выбору частоты - см. гл. 1.1). Во-вторых, он формирует два опорных сигнала для синхронных детекторов, сдвинутых друг относительно друга на 90° по фазе.

Кольцевой счетчик представляет собой два D-триггера D2.1 и D2.2, замкнутые в кольцо с инверсией сигнала по кольцу. Тактовый сигнал - общий для обоих триггеров. Любой выходной сигнал первого триггера D2.1 имеет сдвиг по фазе на плюс-минус четверть периода (т.е. на 90°) относительно любого выходного сигнала второго триггера D2.2.

Интеграторы (рис.26)

Собраны на ОУ D3.1 и D3.2. Их постоянные времени определяются цепочками R3C6 и R5C9. Режим по постоянному току поддерживается резисторами R4, R6. Разделительные конденсаторы С 5, С 8 препятствуют накоплению статической погрешности, которая может вывести интеграторы из режима ввиду их большого усиления по постоянному току. Номиналы элементов, входящих в схемы интеграторов выбраны так, чтобы суммарный сдвиг фазы обоих интеграторов на рабочей частоте 8(кГц) составлял ровно 180° с учетом как основных RC-цепочек, так и с учетом влияния разделительных цепей и конечного быстродействия ОУ при выбранной коррекции. Цепи коррекции ОУ интеграторов - стандартные и состоят из конденсаторов емкостью 33(пФ).

Усилитель мощности (рис.26)

Собран на ОУ D4.2 с параллельной ООС по напряжению. Термокомпенсированный токозадающий элемент, состоящий из резисторов R71, R72 и терморезистора R73 (см. рис.29), включен между выходом второго интегратора и инвертирующим входом ОУ D4.2. Нагрузка усилителя, являющаяся одновременно элементом ООС, представляет собой колебательный контур, состоящий из катушки датчика L1 и конденсатора С61.

В нумерации резисторов и конденсаторов по схема рис.26 - рис.29 пропущены некоторые позиции, что связано с многочисленными модификациями схем индукционного металлоискателя и не является ошибкой.

Колебательный контур настроен в резонанс на четверть частоты кварцевого резонатора задающего генератора, то есть на частоту подаваемого на него сигнала. Модуль полного сопротивления колебательного контура на резонансной частоте составляет около 4(к0м). Параметры катушки датчика L1 таковы: число витков - 100, марка провода - ПЭЛ, ПЭВ, ПЭЛШО 0,3-0,5, средний диаметр и диаметр оправки для намотки - 165(мм). Катушка имеет экран из алюминиевой фольги, подключенный к общей шине прибора. Для предотвращения образования короткозамкнутого витка, от экрана свободна небольшая часть, около 1(см), длины окружности обмотки катушки.

Элементы датчика R71 - R73 и L1, С61 подобраны так, чтобы: во-первых, были равны по величине напряжения на входе и на выходе усилителя мощности. Для этого необходимо, чтобы сопротивление цепочки R71 - R73 было равно модулю полного сопротивления колебательного контура L1, С61 на резонансной частоте 8(кГц), а точнее, 8192(Гц). Этот модуль сопротивления составляет, как уже говорилось, около 4(к0м) и его значение должно уточняться для конкретного датчика. Во-вторых, температурный коэффициент сопротивления (ТКС) цепочки R71 - R73 должен совпадать по величине и по знаку с ТКС модуля полного сопротивления колебательного контура L1, С61 на резонансной частоте, что достигается: грубо - путем выбора номинала терморезистора R73, а точно - выбором соотношения R71 - R72 и достигается экспериментально при настройке.

Температурная нестабильность колебательного контура связана с нестабильностью, в первую очередь, омического сопротивления медного провода катушки. При росте температуры это сопротивление возрастает, что увеличивает потери в контуре и уменьшает его добротность. Поэтому модуль его полного сопротивления на резонансной частоте уменьшается.

Резистор R18 не играет в схеме принципиальной роли и служит для поддержания ОУ D4.2 в режиме при отключенной ответной части разъема XI. Цепь коррекции ОУ D4.2 - стандартная и состоит из конденсатора емкостью 33 (пФ).

Схема компенсации (рис.26)

Ее основные элементы, которые реализуют вычитание выходного напряжения второго интегратора из напряжения катушки датчика - это резисторы R15, R17 с одинаковой величиной сопротивления. С их общей точки соединения полезный сигнал поступает на приемный усилитель. Дополнительные элементы, благодаря которым достигается ручная настройка и подстройка прибора - это потенциометры R74, R75 (рис. 29). С этих потенциометров можно снять сигнал, лежащий в диапазоне [-1, +1] от сигнала напряжения датчика (или практически равного ему по амплитуде выходного сигнала второго интегратора). Регулировкой указанных потенциометров достигается минимальный сигнал на входе приемного усилителя и нулевые сигналы на выходах синхронных детекторов.

Через резистор R16 часть выходного сигнала одного потенциометра подмешивается в схему компенсации непосредственно, а с помощью элементов R1 1-R14, С14-С16 - со сдвигом в 90° с выхода другого потенциометра.

ОУ D4.1 является основой компенсатора высших гармоник схемы компенсации. На нем реализован двойной интегратор с инверсией, постоянные времени которого задаются обычной для интегратора цепочкой параллельной ООС по напряжению R7C12, а также конденсатором С 16 со всеми окружающими его резисторами. На вход двойного интегратора поступает меандр с частотой 8(кГц) с выхода элемента D1.5. Через резисторы R8, R10 из меандра вычитается основная гармоника. Суммарное сопротивление этих резисторов составляет около 10(кОм) и подбирается экспериментально при настройке по минимуму сигнала на выходе ОУ D4.1. Оставшиеся на выходе двойного интегратора высшие гармоники поступают на схему компенсации в той же амплитуде, что и высшие гармоники, проникающие через основные интеграторы. Соотношение фаз таково, что на входе приемного усилителя высшие гармоники из указанных двух источников практически компенсируются.

Внимание !!!

Выход усилителя мощности не является дополнительным источником высших гармоник, так как высокая добротность колебательного контура (около 30) обеспечивает высокую степень подавления высших гармоник.

Высшие гармоники, в первом приближении, не влияют на нормальную работу прибора, даже если они многократно превосходят полезный отраженный сигнал. Тем не менее, их необходимо уменьшать, чтобы приемный усилитель не попал в режим ограничения, когда верхушки "коктейля" из высших гармоник на его выходе начинают обрезаться ввиду конечного значения напряжений питания ОУ. Такой переход усилителя в нелинейный режим резко снижает коэффициент усиления по полезному сигналу.

Элементы D1.4 и D1.5 предотвращают образование кольца паразитной ПОС через резистор R7 ввиду ненулевого значения выходного сопротивления выхода триггера D2.1. Попытка подключить резистор R7 напрямую к триггеру приводит к самовозбуждению схемы компенсации на низкой частоте.

Цепь коррекции ОУ D4.2 - стандартная и состоит из конденсатора емкостью 33 (пФ).

Приемный усилитель (рис.26)

Приемный усилитель - двухкаскадный. Его первый каскад выполнен на ОУ D5.1 с параллельной ООС по напряжению. Коэффициент усиления по полезному сигналу составляет: Кu = - R19/R17» -5. Второй каскад выполнен на ОУ D5.2 с последовательной ООС по напряжению. Коэффициент усиления Ku = R21/R22 +1=6. Постоянные времени разделительных цепочек выбраны такими, чтобы на рабочей частоте создаваемый ими набег по фазе компенсировал запаздывание сигнала, обусловленное конечным быстродействием ОУ. Цепи коррекции ОУ D5.1 и D5.2 - стандартные и состоят из конденсаторов емкостью 33 (пФ).

Синхронные детекторы (рис.27)

Синхронные детекторы однотипны и имеют идентичные схемы, поэтому будет рассмотрен только один из них, верхний по схеме. Синхронный детектор состоит из балансного модулятора, интегрирующей цепочки и усилителя постоянных сигналов (УПС). Балансный модулятор реализован на основе интегральной сборки аналоговых ключей D6.1 на полевых транзисторах. С частотой 8(кГц) аналоговые ключи поочередно замыкают на общую шину выходы "треугольника" интегрирующей цепочки, состоящей из резисторов R23 и R24 и конденсатора С23. Сигнал опорной частоты поступает на балансный модулятор с одного из выходов кольцевого счетчика. Этот сигнал является управляющим для аналоговых ключей.

Сигнал на вход "треугольника" интегрирующей цепочки поступает через разделительный конденсатор С21 с выхода приемного усилителя.

Рис.27. Принципиальная электрическая схема индукционного металлоискателя. Синхронные детекторы и фильтры.

Постоянная времени интегрирующей цепочки t»R23·C23 = R24·C23. Более подробно о схеме синхронного детектора можно прочитать в главе 4.1.

ОУ УПС D7 имеет стандартную цепь коррекции, состоящую из конденсатора емкостью 33 (пФ) для ОУ типа К140УД1408. В случае использования ОУ типа К140УД12 (с внутренней коррекцией) конденсатор коррекции не нужен, однако необходим добавочный токозадающий резистор R68 (показан пунктиром).

Фильтры (рис.27)

Фильтры однотипны и имеют идентичные схемы, поэтому будет рассмотрен только один из них, верхний по схеме.

Как уже указывалось выше, по типу фильтр относится к ФВЧ. Кроме того, на него в схеме возложена роль дальнейшего усиления выпрямленного синхронным детектором сигнала. При реализации подобного рода фильтров в металлоискателях возникает специфическая проблема. Суть ее заключается в следующем. Полезные сигналы, поступающие с выходов синхронных детекторов являются сравнительно медленными, поэтому нижняя граничная частота ФВЧ обычно лежит в диапазоне 2-10(Гц). Динамический диапазон сигналов по амплитуде очень велик, он может достигать 60(дБ) на входе фильтра. Это означает, что фильтр очень часто будет работать в нелинейном режиме перегрузки по амплитуде. Выход из нелинейного режима после воздействия таких больших перегрузок по амплитуде для линейного ФВЧ может затянуться на десятки секунд (как и время готовности прибора после включения питания), что делает обычные схемы фильтров непригодными для практики.

Для разрешения указанной проблемы идут на всевозможные ухищрения. Наиболее часто фильтр разбивают на три-четыре каскада со сравнительно небольшим усилением и более-менее равномерным распределением времязадающих цепочек по каскадам. Такое решение ускоряет выход устройства в нормальный режим после перегрузок. Однако, для его реализации требуется большое количество ОУ.

В предлагаемой схеме ФВЧ - однокаскадный. Для уменьшения последствий перегрузок он выполнен нелинейным. Его постоянная времени для больших сигналов приблизительно в 60 раз меньше, чем для сигналов малой амплитуды.

Схемотехнически, ФВЧ представляет собой усилитель напряжения на ОУ D9.1, охваченный цепью ООС через интегратор на ОУ D10. Для малого сигнала, частотные и временные свойства ФВЧ определяются делителем из резистоов R45, R47, постоянной времени интегратора R43ЧC35 и коэффициентом усиления усилителя напряжения на ОУ D9.1. При увеличении выходного напряжения ФВЧ, после определенного порога начинает сказываться влияние цепочки диодов VD1-VD4, которые и являются основным источником нелинейности. Указанная цепочка на больших сигналах шунтирует резистор R45, увеличивая тем самым глубину ООС в ФВЧ и уменьшая постоянную времени ФВЧ.

Коэффициент усиления по полезному сигналу составляет около 200. Для подавления высокочастотных помех в схеме фильтра имеется конденсатор С31. ОУ усилителя напряжения D9.1 имеет стандартную цепь коррекции, состоящую из конденсатора емкостью 33 (пФ). ОУ интегратора D10 имеет цепь коррекции, состоящую из конденсатора емкостью 33 (пФ) для ОУ типа К140УД1408. В случае использования ОУ типа К140УД12 (с внутренней коррекцией) конденсатор коррекции не нужен, однако необходим добавочный токозадающий резистор R70 (показан пунктиром).

Рис.28. Принципиальная электрическая схема индукционного металлоискателя. Дискриминатор и формирователь звукового сигнала

Дискриминатор (рис.28)

Дискриминатор состоит из компараторов на ОУ D12.1, D12.2 и одновибраторов на триггерах D13.1, D13.2. При прохождении датчика металлоискателя над металлическим предметом на выходах фильтров возникает полезный сигнал в виде двух полуволн напряжения противоположной полярности, следующих одна за другой одновременно на каждом выходе. Для небольших предметов из железа сигналы на выходах обоих фильтров будут синфазны: выходное напряжение "качнется" сначала в минус, а затем в плюс и вернется к нулю. Для неферромагнитных металлов и крупных железных предметов отклик будет другой: выходное напряжение только первого (верхнего по схеме фильтра) "качнется" сначала в минус, а затем в плюс. Реакция же на выходе второго фильтра будет противоположной: выходное напряжение "качнется" сначала в плюс, а затем в минус.

Таким образом, определив, полуволна какой полярности на выходе первого фильтра была первой по времени, можно определить, к какому типу относится обнаруженный предмет. Процесс принятия решения дискриминатором протекает следующим образом. Компараторы D12.1, D12.2 формируют на своих выходах прямоугольные импульсы положительной полярности при превышении (по модулю) амплитудой отрицательной полуволны выходного напряжения фильтра некоторого порога. Этот порог задается делителем R51, R52 и составляет около -1 (В).

Выходные импульсы компараторов запускают один из одновибраторов на триггерах D13.1, D13.2. Одновременно одновибраторы запуститься не могут - перекрестная ОС через диоды VD9, VD11 блокирует запуск одновибратора, если другой уже запущен. Длительность импульсов на выходах одновибраторов составляет около 0,5(с) и это в несколько раз больше, чем длительность обоих всплесков полезного сигнала при быстром движении датчика. Поэтому вторые полуволны выходных сигналов фильтров уже не влияют на решение дискриминатора - по первым всплескам полезного сигнала он запускает один из одновибраторов, другой при этом блокируется и такое состояние фиксируется на время 0,5(с).

Чтобы исключить срабатывание компараторов от помех, а также, чтобы задержать по времени выходной сигнал первого фильтра относительно второго, на входах компараторов установлены интегрирующие цепочки R49, С41 и R50, С42. Постоянная времени цепочки R49, С41 в несколько раз больше, поэтому при одновременном приходе двух отрицательных полуволн с выходов фильтров первым сработает компаратор D12.2 и запустится одновибратор на триггере D13.2, выдав управляющий сигнал ("ферро" - железо).

Формирователь звукового сигнала (рис.28)

Формирователь звукового сигнала состоит из двух идентичных управляемых генераторов звуковой частоты на триггерах Шмидта с логикой "И" на входе D14.1, D14.2. Запускается каждый генератор непосредственно выходным сигналом соответствующего одновибратора дискриминатора. Верхний генератор срабатывает по команде "металл" с выхода верхнего одновибратора - неферромагнитная мишень или крупный железный предмет - и выдает тональную посылку с частотой около 2(кГц). Нижний генератор срабатывает по команде "ферро" с выхода нижнего одновибратора - небольшие железные предметы - и выдает тональную посылку с частотой около 500(Гц). Длительности посылок равны длительности импульсов на выходах одновибраторов. Элементом D14.3 осуществляется смешивание сигналов двух тональных генераторов. Элемент D14.4, включенный по схеме инвертора, предназначен для реализации мостовой схемы включения пьезоизлучателя. Резистор R63 ограничивает всплески потребляемого микросхемой D14 тока, вызванные емкостным характером импеданса пьезоизлучателя. Это является профилактической мерой по уменьшению влияния наводок по питанию и предотвращению возможного самовозбуждения усилительного тракта.

Схема внешних соединений (рис.29)

На схеме внешних соединений показаны элементы, не установленные на печатной плате прибора и подключаемые к ней с помощью электрических разъемов. К таким элементам относятся:

- потенциометры настройки и балансировки R74, R75,

- датчик с кабелем и разъемом подключения,

- защитные диоды по питанию VD13, VD14,

- переключатель режимов работы S 1.1 -S 1.6,

- измерительные приборы W1, W2,

- батареи питания,

- пьезоизлучатель Y1.

Назначение перечисленных элементов, в основном, очевидно и не требует дополнительных пояснений.